Nachrichten – Ein Überblick über Übertragungsleitungsantennen basierend auf Metamaterialien (Teil 2)

2. Anwendung von MTM-TL in Antennensystemen
Dieser Abschnitt konzentriert sich auf künstliche Metamaterial-TLs und einige ihrer häufigsten und relevantesten Anwendungen zur Realisierung verschiedener Antennenstrukturen mit geringen Kosten, einfacher Herstellung, Miniaturisierung, großer Bandbreite, hoher Verstärkung und Effizienz, großer Scanfähigkeit und geringem Profil. Sie werden im Folgenden besprochen.

1. Breitband- und Mehrfrequenzantennen
In einem typischen TL mit einer Länge von l kann die elektrische Länge (oder Phase) der Übertragungsleitung bei gegebener Kreisfrequenz ω0 wie folgt berechnet werden:

Wobei vp die Phasengeschwindigkeit der Übertragungsleitung darstellt. Wie aus dem oben Gesagten ersichtlich ist, entspricht die Bandbreite weitgehend der Gruppenverzögerung, die die Ableitung von φ nach der Frequenz ist. Je kürzer die Übertragungsleitungslänge wird, desto größer wird daher auch die Bandbreite. Mit anderen Worten: Es besteht eine umgekehrte Beziehung zwischen der Bandbreite und der Grundphase der Übertragungsleitung, die konstruktionsspezifisch ist. Dies zeigt, dass in herkömmlichen verteilten Schaltkreisen die Betriebsbandbreite nicht einfach zu steuern ist. Dies kann auf die Einschränkungen herkömmlicher Übertragungsleitungen hinsichtlich der Freiheitsgrade zurückgeführt werden. Allerdings ermöglichen Ladeelemente die Verwendung zusätzlicher Parameter in Metamaterial-TLs und die Phasenantwort kann bis zu einem gewissen Grad gesteuert werden. Um die Bandbreite zu erhöhen, ist eine ähnliche Steigung der Dispersionscharakteristik in der Nähe der Betriebsfrequenz erforderlich. Künstliches Metamaterial TL kann dieses Ziel erreichen. Basierend auf diesem Ansatz werden in der Arbeit viele Methoden zur Verbesserung der Bandbreite von Antennen vorgeschlagen. Wissenschaftler haben zwei Breitbandantennen entworfen und hergestellt, die mit Split-Ring-Resonatoren ausgestattet sind (siehe Abbildung 7). Die in Abbildung 7 dargestellten Ergebnisse zeigen, dass nach der Belastung des Split-Ring-Resonators mit der herkömmlichen Monopolantenne ein Modus mit niedriger Resonanzfrequenz angeregt wird. Die Größe des Split-Ring-Resonators ist optimiert, um eine Resonanz zu erreichen, die der der Monopolantenne nahe kommt. Die Ergebnisse zeigen, dass bei Zusammentreffen der beiden Resonanzen die Bandbreite und die Strahlungseigenschaften der Antenne erhöht werden. Die Länge und Breite der Monopolantenne beträgt 0,25λ0×0,11λ0 bzw. 0,25λ0×0,21λ0 (4 GHz), und die Länge und Breite der mit einem Split-Ring-Resonator ausgestatteten Monopolantenne betragen 0,29λ0×0,21λ0 (2,9 GHz). ), jeweils. Für die herkömmliche F-förmige Antenne und die T-förmige Antenne ohne Split-Ring-Resonator betragen die höchsten im 5-GHz-Band gemessenen Gewinne und Strahlungseffizienzen 3,6 dBi – 78,5 % bzw. 3,9 dBi – 80,2 %. Für die mit einem Split-Ring-Resonator ausgestattete Antenne betragen diese Parameter 4 dBi – 81,2 % bzw. 4,4 dBi – 83 % im 6-GHz-Band. Durch die Implementierung eines Split-Ring-Resonators als passende Last auf der Monopolantenne können die Bänder 2,9 GHz bis 6,41 GHz und 2,6 GHz bis 6,6 GHz unterstützt werden, was Bruchteilsbandbreiten von 75,4 % bzw. ~87 % entspricht. Diese Ergebnisse zeigen, dass die Messbandbreite im Vergleich zu herkömmlichen Monopolantennen mit ungefähr fester Größe um etwa das 2,4-fache bzw. 2,11-fache verbessert wird.

Abbildung 7. Zwei Breitbandantennen mit Split-Ring-Resonatoren.

Wie in Abbildung 8 dargestellt, sind die experimentellen Ergebnisse der kompakten gedruckten Monopolantenne dargestellt. Bei S11 ≤ - 10 dB beträgt die Betriebsbandbreite 185 % (0,115–2,90 GHz), und bei 1,45 GHz betragen die Spitzenverstärkung und die Strahlungseffizienz 2,35 dBi bzw. 78,8 %. Der Aufbau der Antenne ähnelt einer Rücken an Rücken liegenden dreieckigen Blechstruktur, die von einem krummlinigen Leistungsteiler gespeist wird. Der verkürzte GND enthält eine zentrale Stichleitung, die unter der Einspeisung platziert ist, und um die herum vier offene Resonanzringe verteilt sind, was die Bandbreite der Antenne erweitert. Die Antenne strahlt nahezu omnidirektional ab und deckt die meisten VHF- und S-Bänder sowie alle UHF- und L-Bänder ab. Die physikalische Größe der Antenne beträgt 48,32×43,72×0,8 mm3 und die elektrische Größe beträgt 0,235λ0×0,211λ0×0,003λ0. Es bietet die Vorteile einer geringen Größe und geringer Kosten und potenzielle Anwendungsaussichten in drahtlosen Breitbandkommunikationssystemen.

Abbildung 8: Monopolantenne mit geteiltem Ringresonator.

Abbildung 9 zeigt eine planare Antennenstruktur, die aus zwei Paaren miteinander verbundener Mäanderdrahtschleifen besteht, die über zwei Durchkontaktierungen an einer T-förmigen Erdungsebene geerdet sind. Die Antennengröße beträgt 38,5×36,6 mm2 (0,070λ0×0,067λ0), wobei λ0 die Freiraumwellenlänge von 0,55 GHz ist. Die Antenne strahlt omnidirektional in der E-Ebene im Betriebsfrequenzband von 0,55 bis 3,85 GHz mit einem maximalen Gewinn von 5,5 dBi bei 2,35 GHz und einem Wirkungsgrad von 90,1 %. Aufgrund dieser Merkmale eignet sich die vorgeschlagene Antenne für verschiedene Anwendungen, darunter UHF-RFID, GSM 900, GPS, KPCS, DCS, IMT-2000, WiMAX, WiFi und Bluetooth.

Abb. 9 Vorgeschlagene planare Antennenstruktur.

2. Leckwellenantenne (LWA)
Die neue Leckwellenantenne ist eine der Hauptanwendungen zur Realisierung von künstlichem Metamaterial TL. Bei Leckwellenantennen hat die Phasenkonstante β folgende Auswirkung auf den Strahlungswinkel (θm) und die maximale Strahlbreite (Δθ):

L ist die Antennenlänge, k0 ist die Wellenzahl im freien Raum und λ0 ist die Wellenlänge im freien Raum. Beachten Sie, dass Strahlung nur auftritt, wenn |β|

3. Resonatorantenne nullter Ordnung
Eine einzigartige Eigenschaft des CRLH-Metamaterials besteht darin, dass β 0 sein kann, wenn die Häufigkeit ungleich Null ist. Basierend auf dieser Eigenschaft kann ein neuer Resonator nullter Ordnung (ZOR) erzeugt werden. Wenn β Null ist, tritt im gesamten Resonator keine Phasenverschiebung auf. Dies liegt daran, dass die Phasenverschiebungskonstante φ = - βd = 0 ist. Darüber hinaus hängt die Resonanz nur von der Blindlast ab und ist unabhängig von der Länge der Struktur. Abbildung 10 zeigt, dass die vorgeschlagene Antenne durch die Verwendung von zwei und drei Einheiten mit E-Form hergestellt wird und die Gesamtgröße 0,017λ0 × 0,006λ0 × 0,001λ0 bzw. 0,028λ0 × 0,008λ0 × 0,001λ0 beträgt, wobei λ0 die Wellenlänge darstellt Freiraum bei Betriebsfrequenzen von 500 MHz und 650 MHz MHz bzw. Die Antenne arbeitet bei Frequenzen von 0,5–1,35 GHz (0,85 GHz) und 0,65–1,85 GHz (1,2 GHz) mit relativen Bandbreiten von 91,9 % und 96,0 %. Zusätzlich zu den Eigenschaften der geringen Größe und der großen Bandbreite betragen der Gewinn und die Effizienz der ersten und zweiten Antenne 5,3 dBi und 85 % (1 GHz) bzw. 5,7 dBi und 90 % (1,4 GHz).

Abb. 10 Vorgeschlagene Doppel-E- und Triple-E-Antennenstrukturen.

4. Schlitzantenne
Es wurde eine einfache Methode vorgeschlagen, um die Apertur der CRLH-MTM-Antenne zu vergrößern, ihre Antennengröße bleibt jedoch nahezu unverändert. Wie in Abbildung 11 dargestellt, umfasst die Antenne vertikal übereinander gestapelte CRLH-Einheiten, die Patches und Mäanderlinien enthalten, und auf dem Patch befindet sich ein S-förmiger Schlitz. Die Antenne wird von einem CPW-Anpassungsstutzen gespeist und hat eine Größe von 17,5 mm × 32,15 mm × 1,6 mm, entsprechend 0,204λ0×0,375λ0×0,018λ0, wobei λ0 (3,5 GHz) die Wellenlänge des freien Raums darstellt. Die Ergebnisse zeigen, dass die Antenne im Frequenzband von 0,85–7,90 GHz arbeitet und ihre Betriebsbandbreite 161,14 % beträgt. Der höchste Strahlungsgewinn und die höchste Effizienz der Antenne treten bei 3,5 GHz auf, was 5,12 dBi bzw. ~80 % entspricht.